Mixer bilanciati

33 Pages·2003·2.62 MB·Italian

Capitolo 8
Mixer bilanciati
Come si è visto nel capitolo precedente, un mixer può essere ricondotto allo studio
di una rete a più porte elettriche (non fisiche). Questo comporta che l’adattamento
alle diverse frequenze risulta complicato, dovendo essere realizzato sulla stessa porta
fisica. Per aggirare questo problema, si possono utilizzare dei filtri o multiplexer in
modo da selezionare le componenti a frequenze diverse lungo percorsi fisici separati
comeriportatoinfigura8.1.
Figura8.1: EsempiodischemaperlaseparazionedelletreporteRF,LO eRF.
Unmodoparticolareemoltousatoperrealizzareunaseparazionefisicadeicammi-
ni delle diverse porte elettriche è dato dallo sfruttamento delle proprietà di simmetria
deicircuitibilanciati. Inquestomodononsolosisemplificalasintesidelleretidicari-
co, ma si ottiene anche un buon isolamento tra le varie porte, necessario per il buon
funzionamentodelsistema.
Ivantagginell’usodiconfigurazionibilanciatesonoessenzialmenteiseguenti:
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• MaggioreisolamentofraleporteLO eRF.
Nel mixer a singolo diodo questo è possibile tramite filtraggio, solo quando le
bandediLOeRF nonsonosovrapposte. Inrealtàseanzichéundiodosiusasse
unFET,l’isolamentosarebbegiainparteottenuto,perchécomevedremoidue
segnalivengonoapplicatiadueterminalidifferentiedintrinsecamenteisolatifra
loro. Tale isolamento è un parametro di sistema importante nelle applicazioni
radaropertelecomunicazioni,poichélapotenzadelsegnaledioscillatorelocale
èconsiderevolmentemaggiorediquelladelsegnaleRF: illeakagedall’ingresso
del ricevitore può essere causa di interferenza, e inoltre ha l’inconveniente, in
sistemimilitari,direnderefacilmentelocalizzabileilricevitorestesso.
• ReiezionedelrumoreadditivodovutoallamodulazioneAMdelsegnaleLO.
TalerumorepresentacomponentiallafrequenzadiuscitaIF chenormalmente,non
possonoessereeliminateperfiltraggio.
• MaggioreisolamentointrinsecoLO/IF.
SebbeneunfiltroaIF siacomunquepresente,essodovràsoddisfarespecifiche
meno stringenti nella banda oscura se l’attenuazione del segnale LO è ottenuta
inaltromodo. Lanecessitàdiunbuonisolamentoèlegataalpericolodisaturare
lostadiosuccessivodiamplificazione.
• MigliorereiezionedellearmonichediLOedialcunefrequenzespuriederivanti
dalprocessodimiscelazione.
Talifrequenzevarianoasecondadellerealizzazionidimixerbilanciatousata.
• Possibilità di avere un circuito equivalente a singolo componente che abbia le
stesseperditediconversioneelastessatemperaturadirumore.
8.1 Ibride
I mixer di tipo bilanciato spesso utilizzano delle strutture ibride per la realizzazione
dei percorsi bilanciati. Molte delle proprietà del mixer sono determinate proprio dal-
l’ibridautilizzataequindisonoinfluenzatedalcomportamentorealediqueste. Infatti
un’ibrida in realtà ha un comportamento prossimo a quello ideale solo su un inter-
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vallo di frequenza limitato. Di conseguenza è solitamente l’ibrida stessa a limitare la
larghezzadibandasucuiilmixerpuòoperare.
E’ proprio per questi motivi che è importante accennare alle ibride più comuni,
come rat-race, branch-line o Lange coupler, al fine di prendere coscienza delle limi-
tazioni in banda, in modo tale da poter fare utili considerazioni nell’applicazione sui
mixer.
Un’ibridaèingeneraleuncircuito4-porte,realizzatosustruttureguidantidinatu-
ra diversa: microstrisce, guide d’onda o componenti concentrati. Hanno la caratter-
istica che il segnale entrante a una porta viene trasferito solo verso due delle porte
di uscita mentre non viene trasmesso sulla quarta porta, come si può notare nella
schematizzazioneidealedifigura8.2.
Figura8.2: Schemaconcuisirappresentanoibridea180◦ ea90◦.
Lafaseconcuiilsegnaleentranteescedalleporteopposte,rappresentaunaprima
classificazionedelleibride,chesidividonoquindiin:
• ibridea180◦
• ibridea90◦
Ilrat-raceoilbranch-linecostituisconodueesempidiibriderispettivamentea180◦ e
90◦.
La matrice di scattering di un’ibrida ideale è rispettivamente per il caso di sfasa-
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mentoa180◦ ea90◦ laseguente:
   
0 0 1 1 0 0 −j 1
   
1 0 0 1 −1 1  0 0 1 −j
S180 = √ ·  S90 = √ ·  (8.1)
2 1 1 0 0  2 −j 1 0 0 
   
   
1 −1 0 0 1 −j 0 0
Come risulta chiaro da queste matrici, il caso ideale prevede che gli sfasamenti
venganomantenutiindipendentementedallafrequenza. Questononèovviamentevero
nel caso reale, come si vedrà fra breve, quando saranno riportati i grafici relativi per
esempioalrat-race.
8.1.1 Ibridea180◦
Unesempiodiibridaa180◦ èilraterace,cheèuncircuitoinmicrostrisciarealizzato
nelmodoriportatoinfigura8.3.
Figura8.3: Schemadiunrat-raceamicrostriscia(ibridaa180◦).
SeilsegnaleentradallaportadenominataΣ,alloraledueuscite(3e4)sonoinfase
tra loro, hanno cioè uno sfasamento comune rispetto all’ingresso (λ/4); se il segnale
entra invece dalla porta ∆, allora le due uscite (sempre 3 e 4) sono sfasate tra loro di
180◦,edunahalostessosfasamentodelcasoprecedente(λ/4,porta3).
Il segnale entrante alle porte si divide in due, e si riunisce alle varie porte dopo
avergiratoinversioppostisulcerchioinmicrostriscia.
Consideriamo per esempio il caso di ingresso dalla porta Σ (porta P ).Il segnale
1
percorrerà da una parte λ/4 e dall’altra 5λ/4 = λ/4, ovvero cammini equivalenti sia
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all’uscitaallaportaP chesullaportaP . Iduecontributisisommerannocosìinfase
3 4
su entrambe le porte. Alla porta P invece i due cammini saranno sfasati di λ/2 e λ
2
percuiiduecontributisarannoinopposizionedifase,esicancelleranno.
Nel caso invece di ingresso alla porta ∆ P , i cammini percorsi verso la porta P
2 3
sarannorispettivamentepariaλ/4e5λ/4 = λ/4equindiancorainfase,sommandosi.
VersolaportaP inveceicamminisarannodaunaparte3λ/4edall’altraancora3λ/4,
4
per cui ancora una volta si sommeranno tra loro. Ma rispetto al segnale in uscita alla
porta P quello sulla porta P ha uno sfasamento di λ/2 = 180◦. Alla porta P gli
3 4 1
sfasamentisubitidalsegnaleentranteinP sarannodiλ/2eλ,equindiinopposizione
2
difase,ovveromutuamentecancellantesi.
Ovviamente quanto descritto è il comportamento dell’ibrida a centro banda (ed
ideale). Untipicocomportamentoinfrequenzarealeèillustratoinfigura8.4.
(a) (b)
(c)
Figura 8.4: Andamento normalizzato in frequenza dell’accoppiamento (a),
dell’isolamento(b)edellafase(c)traleportedelrat-race.
Asecondadeltipodirealizzazionedell’ibrida,ossiacontecnologiaibridaomono-
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litica, ed a seconda della frequenza di funzionamento, può essere non conveniente o
troppo ingombrante l’uso del rat-race distribuito (tramite linee). E’ possibile allora
fare ricorso ad una versione di tipo concentrato, riportata in figura 8.5 insieme alle
prestazioniinfrequenzatipiche.
Figura8.5: Schemadirealizzazionediunrat-raceconcentrato.
Perloschemariportatosihannoleseguentiformulediprogetto:
√
R 2 1 1 √
L = C = √ ωL = = R 2 (8.2)
ω ωR 2 ωC
Comesipuòvederedallecaratteristicheinfrequenzatalistrutturehannounaban-
da relativamente stretta, attorno al 10-15%. Se negli elementi si hanno perdite non
trascurabili, le prestazioni dell’ibrida possono facilmente degradare. Sono comunque
possibili strutture sia ibride che concentrate a banda relativa più ampia, al costo però
diunamaggiorecomplessitàcircuitale.
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8.1.2 Ibridea90◦
Unesempiodiibridaa90◦ èilLange-coupler,riportatoinfig. 8.6.
Figura8.6: Esempiodiibridaa90◦ realizzatamedianteLange-coupler.
Un altro esempio di ibrida a 90◦ è il branch-line, riportato in fig. 8.7. Anche in
Figura8.7: Schemadirealizzazionediunbranch-linedistribuito.
questocasoèpossibilericorrereadunarealizzazioneacomponenticoncentrati.
8.1.3 Nonidealitàdelleibride
Lecaratteristichedelleibridesoprariportate,siriferisconoalcasoideale. Nellarealtà,
le prestazioni dei circuiti in microstriscia si discostano sensibilmente dalle risposte
idealiperiseguentimotivi:
• effettidigiunzione(inevitabilmentepresenti);
• naturanonrigorosamenteTEMdellapropagazione,cherendediverselevelocità
difasedeimodipariedisparineitrattialineeaccoppiate;
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• effetti che la teoria trascura, ma che possono essere determinanti, nei bonding
wires(filidicollegamento);
• effettideicontattiversomassa.
Le strutture bilanciate utilizzate nei mixers si possono generalmente ricondurre
allestrutture
• singolarmentebilanciate
• doppiamentebilanciate
8.2 Mixer singolarmente bilanciato
Imixersingolarmentebilanciatidicuicioccuperemonelseguito,sonorealizzaticon-
nettendounmixercompleto,opiùusualmenteunacoppiadidiodi,l’unoallaporta∆
e l’altro alla porta Σ di un accoppiatore a 180◦, figura 8.8(a), o di un accoppiatore a
90◦,figura8.8(b).
Figura8.8: SchemidiMixerssingolarmentebilanciati.
Le diverse prestazioni tra le diverse realizzazioni sono dovute a dettagli come: il
tipodiibrida(accoppiatore)usato,l’usoomenodicircuitidiadattamento,l’usodireti
dipolarizzazioneincontinua,ecc...
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Perstudiareinmodoadeguatoloschemadifigura8.8,siapprossimalacaratteris-
tica i/i del diodo (o più in generale del componente che si usa) attraverso una serie di
potenze;inoltre,persemplificareulteriormentel’analisi,supporremotuttiicoefficienti
dellosviluppodivaloreunitario,alfinediindividuaresoloqualisonoleproprietàche
derivano da una struttura bilanciata. Assumeremo, con riferimento alle notazioni in
fig. 8.9,chesia:
I = V +V2+V3+··· (8.3)
Figura 8.9: Notazioni adottate per la rappresentazione della caratteristica
(semplificata)deldiodomediantelaequazione(8.3).
Analizziamoallorailcomportamentodelloschemadifig. 8.8conl’ibridaa180◦.
Sonopossibiliduesituazionidiverse:
• caso1-ilsegnaleLO vieneinviatosullaporta∆equelloRF sullaportaΣ;
• caso2-ilsegnaleLO vieneinviatosullaportaΣequelloRF sullaporta∆.
Consideriamoilcasogenerico,riportatoinfig. 8.10.
Conriferimentoallanotazioneadottata,eq. (8.3),siha:

I = (cid:0)V +V (cid:1)+(cid:0)V +V (cid:1)2+(cid:0)V +V (cid:1)3+···
 A Σ ∆ Σ ∆ Σ ∆



I = (cid:0)−V +V (cid:1)+(cid:0)−V +V (cid:1)2+(cid:0)−V +V (cid:1)3+··· (8.4)
B Σ ∆ Σ ∆ Σ ∆




IF = IA−IB
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Figura8.10: Tensioniecorrentisuidiodiinunmixerbilanciatoconibridaa180◦.
dacui
I = V +V +V2+2V V +V2 +V3+3V2V +3V V2 +V +···
A Σ ∆ Σ Σ ∆ ∆ Σ Σ ∆ Σ ∆ ∆
I = −V +V +V2−2V V +V2 −V3+3V2V −3V V2 +V +···
B Σ ∆ Σ Σ ∆ ∆ Σ Σ ∆ Σ ∆ ∆
(8.5)
equindi
I = 2V +4V V +2V3+6V V2 +··· (8.6)
F Σ Σ ∆ Σ Σ ∆
Da tale espressione si vede che a seconda di quale segnale (LO o RF) viene
mandatosullaporta∆osullaportaΣ,sihannoeffettidiversi.
• Caso1-LO sullaporta∆eRF sullaportaΣ
Inquestocasosiha
I = 2V +2V2 +4V V +2V3 +6V V2 +··· (8.7)
F RF RF RF LO RF RF LO
per cui si nota che nel carico si avrà ancora il segnale a RF, più il segnale
prodottotraLO edRF (ovverol’uscitaIF piùl’immagine), piùterminisupe-
riori. Il segnale LO invece non è presente, cancellato dalla simmetria. Questa
è una situazione molto favorevole perché l’oscillatore locale deve necessaria-
mente avere una grande ampiezza, e la sua presenza in uscita è estremamente
dannosa e difficile da eliminare tramite soli filtri. Anche l’isolamento tra RF
ed LO è notevolmente migliorato dalla presenza dell’ibrida. Il problema della
sintesidelleretidicaricoècosìnotevolmentesemplificato.
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